Convertor Buck mc34063 cu pnp canal p. Convertor de impulsuri bazat pe MC34063A. Circuit de comutare pentru reducerea și stabilizarea tensiunii

Pe Internet, am dat peste un circuit al autorului Ahtoxa cu înlocuirea microcircuitului KREN5 cu o placă mică cu MC34063, asamblată cu modificări minore conform fișei de date pentru curent de până la 0,5 A. Faptul este că uneori este necesar pentru a instala un stabilizator fără un radiator voluminos la o tensiune de intrare mare. Și, prin urmare, această opțiune ar putea fi aplicabilă. Se știe că cipul LM7805 este un stabilizator liniar de tensiune, adică absoarbe toată tensiunea în exces pe sine. Și cu o tensiune de intrare de 12 V, este forțat să furnizeze o cădere de tensiune de 7 volți. Înmulțiți acest lucru cu un curent de cel puțin 100 mA și obțineți deja 0,7 W de disipare a puterii în exces. La curenți puțin mai mari sau la diferența dintre tensiunile de intrare și de ieșire, un radiator mare nu mai este necesar.

Circuite simple și reglabile MC34063

Autorul nu a împărtășit placa de circuit imprimat, așa că și-a dezvoltat propria versiune similară. Îl puteți descărca împreună cu documentația și alte fișiere necesare asamblarii în arhiva generală.

Stabilizatorul funcționează excelent. A colectat-o ​​de mai multe ori. Adevărat, diferențele față de fișa de date nu sunt în bine. Este foarte recomandat să instalați o rezistență de limitare. În caz contrar, dacă există capacități mari la ieșire, poate provoca o defecțiune în interiorul microcircuitului. Conectarea a două diode în paralel nu este justificată. Este mai bine să instalați unul mai puternic. Deși pentru un curent de 500 mA acest lucru este suficient. Pentru curenți mari, este recomandabil să instalați un tranzistor extern. Deși cipul este evaluat la 1,5 A conform fișei de date, un curent de funcționare mai mare de 500 mA nu este recomandat.

Mai jos este o diagramă a unui convertor DC-DC step-up, construit conform topologiei boost, care, atunci când la intrare este aplicată o tensiune de 5...13V, produce o tensiune stabilă de 19V la ieșire. Astfel, folosind acest convertor puteți obține 19V de la orice tensiune standard: 5V, 9V, 12V. Convertorul este proiectat pentru un curent de ieșire maxim de aproximativ 0,5 A, este de dimensiuni mici și foarte convenabil.

Un microcircuit utilizat pe scară largă este utilizat pentru a controla convertizorul.

Un MOSFET n-canal puternic este folosit ca întrerupător de alimentare, ca soluție cea mai economică din punct de vedere al eficienței. Acești tranzistori au rezistență minimă în stare deschisă și, ca urmare, încălzire minimă (disipare minimă de putere).

Deoarece microcircuitele din seria 34063 nu sunt potrivite pentru controlul tranzistorilor cu efect de câmp, este mai bine să le utilizați împreună cu drivere speciale (de exemplu, cu un driver cu jumătate de punte pentru brațul superior) - acest lucru vă va permite să obțineți margini mai abrupte la deschidere. și închiderea comutatorului de alimentare. Cu toate acestea, în absența cipurilor driverului, puteți utiliza în schimb o „alternativă a omului sărac”: un tranzistor PNP bipolar cu o diodă și un rezistor (în acest caz este posibil, deoarece sursa de câmp este conectată la un fir comun). Când MOSFET-ul este pornit, poarta este încărcată prin diodă, tranzistorul bipolar este închis, iar când MOSFET-ul este oprit, tranzistorul bipolar se deschide și poarta este descărcată prin el.

Sistem:

Detalii:

L1, L2 - inductori 35 μH, respectiv 1 μH. Bobina L1 poate fi înfășurată cu un fir gros pe un inel de pe placa de bază, doar găsiți un inel cu un diametru mai mare, deoarece inductanțe native există doar câteva microhenries și poate fi necesar să le înfășurați în câteva straturi. Luam bobina L2 (pentru filtru) gata de pe placa de baza.

C1 - filtru de intrare, electrolit 330 uF/25V

C2 - condensator de temporizare, ceramică 100 pF

C3 - filtru de iesire, electrolit 220 uF/25V

C4, R4 - amortizor, nominal 2,7 nF, respectiv 10 Ohm. În multe cazuri, te poți descurca fără ea. Valorile elementelor amortizoare depind foarte mult de cablajul specific. Calculul se efectuează experimental, după ce placa a fost fabricată.

C5 - filtru pentru alimentare mikruhi, ceramică 0,1 µF

http://site/datasheets/pdf-data/2019328/PHILIPS/2PA733.html

De bază specificații MC34063

• Gamă largă de tensiuni de intrare: de la 3 V la 40 V;
• Curent de impuls de ieșire mare: până la 1,5 A;
• Tensiune de ieșire reglabilă;
• Frecvența convertizorului de până la 100 kHz;
• Precizie sursă internă tensiune de referință: 2%;
• Limitarea curentului de scurtcircuit;
• Consum redus în modul de repaus.

1. Sursa de tensiune de referinta 1,25 V;
2. Comparator care compară tensiunea de referință și semnalul de intrare de la intrarea 5;
3. Resetarea generatorului de impulsuri declanșatorul RS;
4. Element ȘI care combină semnale de la comparator și generator;
5. Declanșare RS care elimină comutarea de înaltă frecvență a tranzistorilor de ieșire;
6. Tranzistorul driver VT2, în circuitul urmăritor al emițătorului, pentru amplificarea curentului;
7. Tranzistorul de ieșire VT1 asigură un curent de până la 1,5 A.

Convertor de amplificare MC34063

• C1 – 100 µF 25 V;
• C2 – 1500 pF;
• C3 – 330 µF 50 V;
• DA1 – MC34063A;
• L1 – 180 µH;
• R1 – 0,22 Ohm;
• R2 – 180 Ohm;
• R3 – 2,2 kOhm;
• R4 – 47 kOhm;
• VD1 – 1N5819.

Convertor Buck pe MC34063

• C1 – 100 µF 50 V;
• C2 – 1500 pF;
• C3 – 470 µF 10 V;
• DA1 – MC34063A;
• L1 – 220 µH;
• R1 – 0,33 Ohm;
• R2 – 1,3 kOhm;
• R3 – 3,9 kOhm;
• VD1 – 1N5819.

Circuit convertizor inversor MC34063

• C1 – 100 µF 10 V;
• C2 – 1500 pF;
• C3 – 1000 µF 16 V;
• DA1 – MC34063A;
• L1 – 88 µH;
• R1 – 0,24 Ohm;
• R2 – 8,2 kOhm;
• R3 – 953 Ohm;
• VD1 – 1N5819.

Analogii cipului MC34063

Acest opus va fi de aproximativ 3 eroi. De ce eroi?))) Din cele mai vechi timpuri, eroii sunt apărătorii Patriei, oameni care au „furat”, adică au salvat, și nu, ca acum, „au furat”, bogăția.. Unitățile noastre sunt convertoare de impulsuri, 3 tipuri (scădere, creștere, invertor). Mai mult, toate trei sunt pe un cip MC34063 și pe un tip de bobină DO5022 cu o inductanță de 150 μH. Ele sunt utilizate ca parte a unui comutator de semnal cu microunde folosind diode cu pini, circuitul și placa cărora sunt prezentate la sfârșitul acestui articol.

Calculul unui convertor DC-DC step-down (step-down, buck) pe cipul MC34063

Calculul este efectuat folosind metoda standard „AN920/D” de la ON Semiconductor. Schema circuitului electric al convertorului este prezentată în Figura 1. Numerele elementelor circuitului corespund celei mai recente versiuni a circuitului (din fișierul „Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH”).

Fig. 1 Schema circuitului electric al unui driver de tip step-down.

Ieșiri IC:

Concluzia 1 - SWC(colector comutator) - colector tranzistor de ieșire

Concluzia 2 - S.W.E.(emițător comutator) - emițător al tranzistorului de ieșire

Concluzia 3 - TS(condensator de temporizare) - intrare pentru conectarea unui condensator de temporizare

Concluzia 4 - GND– masă (se conectează la firul comun al reductorului DC-DC)

Concluzia 5 - CII(FB) (comparator inverting input) - intrare inversoare a comparatorului

Concluzia 6 - VCC- nutriție

Concluzia 7 - Ipk— intrarea circuitului de limitare a curentului maxim

Concluzia 8 - RDC(colector de driver) - colector de driver de tranzistor de ieșire (un tranzistor bipolar conectat conform unui circuit Darlington, situat în interiorul microcircuitului, este folosit și ca driver de tranzistor de ieșire).

Elemente:

L 3- regulator. Este mai bine să utilizați un inductor de tip deschis (nu complet închis cu ferită) - seria DO5022T de la Oilkraft sau RLB de la Bourns, deoarece un astfel de inductor intră în saturație la un curent mai mare decât inductorii obișnuiți de tip închis CDRH Sumida. Este mai bine să folosiți șocuri cu inductanță mai mare decât valoarea calculată obținută.

De la 11- condensator de temporizare, determină frecvența de conversie. Frecvența maximă de conversie pentru cipurile 34063 este de aproximativ 100 kHz.

R24, R21— divizor de tensiune pentru circuitul comparator. Intrarea neinversoare a comparatorului este alimentată cu o tensiune de 1,25V de la regulatorul intern, iar intrarea inversoare este alimentată de la divizorul de tensiune. Când tensiunea de la divizor devine egală cu tensiunea de la regulatorul intern, comparatorul comută tranzistorul de ieșire.

C2, C5, C8 și C17, C18— filtre de ieșire și, respectiv, de intrare. Capacitatea filtrului de ieșire determină cantitatea de ondulare a tensiunii de ieșire. Dacă în timpul calculelor se dovedește că este necesară o capacitate foarte mare pentru o anumită valoare a ondulației, puteți face calculul pentru ondulații mari și apoi utilizați un filtru LC suplimentar. Capacitatea de intrare este de obicei luată 100 ... 470 μF (recomandarea TI este de cel puțin 470 μF), capacitatea de ieșire este de asemenea luată 100 ... 470 μF (luat 220 μF).

R 11-12-13 (Rsc)- rezistor de detectare a curentului. Este necesar pentru circuitul de limitare a curentului. Curentul maxim de ieșire la tranzistor pentru MC34063 = 1,5 A, pentru AP34063 = 1,6 A. Dacă curentul de comutare de vârf depășește aceste valori, microcircuitul se poate arde. Dacă se știe cu siguranță că curentul de vârf nici măcar nu se apropie de valorile maxime, atunci acest rezistor nu poate fi instalat. Calculul este efectuat special pentru curentul de vârf (al tranzistorului intern). Când se utilizează un tranzistor extern, curentul de vârf trece prin acesta, în timp ce un curent mai mic (de control) trece prin tranzistorul intern.

VT 4 – un tranzistor bipolar extern este plasat în circuit atunci când curentul de vârf calculat depășește 1,5 A (la un curent de ieșire mare). În caz contrar, supraîncălzirea microcircuitului poate duce la defecțiunea acestuia. Mod de funcționare (curent de bază a tranzistorului) R 26 , R 28 .

VD 2 – Diodă Schottky sau diodă ultrarapidă pentru tensiune (înainte și inversă) de cel puțin 2U de ieșire

Procedura de calcul:

• Selectați tensiunile nominale de intrare și ieșire: V în, V afară si maxim

curent de ieșire am plecat.

În schema noastră V in =24V, V out =5V, I out =500mA(maximum 750 mA)

• Selectați tensiunea minimă de intrare V in(min)și frecvența minimă de funcționare f min cu selectat V înȘi am plecat.

În schema noastră V in(min) =20V (conform specificațiilor tehnice), alege f min =50 kHz

3) Calculați valoarea (t on +t off) max conform formulei (t on +t off) max =1/f min, t on(max)- timpul maxim când tranzistorul de ieșire este deschis, toff(max)— timpul maxim când tranzistorul de ieșire este închis.

(t on +t off) max =1/f min =1/50kHz=0.02 DOMNIȘOARĂ=20 μS

Calculați raportul t pornit/t oprit conform formulei t on /t off =(V out +V F)/(V in(min) -V sat -V out), Unde V F- căderea de tensiune pe diodă (cădere de tensiune directă - directă), V sat- căderea de tensiune pe tranzistorul de ieșire atunci când acesta este într-o stare complet deschisă (saturație - tensiune de saturație) la un curent dat. V sat determinată din graficele sau tabelele date în documentaţie. Din formulă este clar că cu atât mai mult V în, V afarăși cu cât se deosebesc mai mult unul de celălalt, cu atât au mai puțină influență asupra rezultatului final V FȘi V sat.

(t on /t off) max =(V out +V F)/(V in(min) -V sat -V out)=(5+0.8)/(20-0.8-5)=5.8/14.2=0.408

4) Cunoașterea t pornit/t opritȘi (t on +t off) max rezolvați sistemul de ecuații și găsiți t on(max).

t off = (t on +t off) max / ((t on /t off) max +1) =20μS/(0.408+1)=14.2 μS

t on (max) =20- t off=20-14,2 uS=5,8 uS

5) Aflați capacitatea condensatorului de sincronizare De la 11 (CT) dupa formula:

C 11 = 4,5*10 -5 *t on(max).

C 11 = 4.5*10 -5 * t on (max) =4,5*10 - 5*5,8 uS=261pF(aceasta este valoarea minimă), luați 680pF

Cu cât capacitatea este mai mică, cu atât frecvența este mai mare. Capacitatea 680pF corespunde cu frecvența de 14KHz

6) Găsiți curentul de vârf prin tranzistorul de ieșire: I PK(comutator) =2*I out. Dacă se dovedește a fi mai mare decât curentul maxim al tranzistorului de ieșire (1,5 ... 1,6 A), atunci un convertor cu astfel de parametri este imposibil. Este necesar fie să se recalculeze circuitul pentru un curent de ieșire mai mic ( am plecat), sau utilizați un circuit cu un tranzistor extern.

I PK(comutator) =2*I out =2*0,5=1A(pentru curent de ieșire maxim 750mA I PK(comutator) = 1.4A)

7) Calculați R sc dupa formula: R sc = 0,3/I PK(comutator).

R sc =0,3/I PK(comutator) =0,3/1=0,3 Ohm, Conectăm 3 rezistențe în paralel ( R 11-12-13) 1 ohm

8) Calculați capacitatea minimă a condensatorului filtrului de ieșire: C 17 =I PK(comutator) *(t pornit +t oprit) max /8V ondulație (p-p), Unde Undă V (p-p)— valoarea maximă a ondulației tensiunii de ieșire. Capacitatea maximă este luată din valorile standard cele mai apropiate de cea calculată.

De la 17 =eu PK (intrerupator) *(t on+ t off) max/8 V ondulare (p — p) =1*14,2 µS/8*50 mV=50 µF, luați 220 µF

9) Calculați inductanța minimă a inductorului:

L 1(min) = t on (max) *(V în (min) — V sat— V afară)/ eu PK (intrerupator) . Dacă C 17 și L 1 sunt prea mari, puteți încerca să creșteți frecvența de conversie și să repetați calculul. Cu cât frecvența de conversie este mai mare, cu atât capacitatea minimă a condensatorului de ieșire și inductanța minimă a inductorului este mai mică.

L 1(min) =t on(max) *(V in(min) -V sat -V out)/I PK(comutator) =5,8μS *(20-0.8-5)/1=82.3 µH

Aceasta este inductanța minimă. Pentru microcircuitul MC34063, inductorul trebuie selectat cu o valoare a inductanței în mod deliberat mai mare decât valoarea calculată. Alegem L=150μH de la CoilKraft DO5022.

10) Rezistențele divizorului sunt calculate din raport V out =1,25*(1+R 24 /R 21). Aceste rezistențe trebuie să fie de cel puțin 30 ohmi.

Pentru V out = 5V luăm R 24 = 3,6K, atunciR 21 = 1,2K

Calculul online http://uiut.org/master/mc34063/ arată corectitudinea valorilor calculate (cu excepția Ct=C11):

Există și un alt calcul online http://radiohlam.ru/teory/stepdown34063.htm, care arată și corectitudinea valorilor calculate.

12) Conform condițiilor de calcul din paragraful 7, curentul de vârf de 1A (Max 1.4A) este aproape de curentul maxim al tranzistorului (1.5 ... 1.6 A).Este recomandabil să instalați un tranzistor extern deja la vârf. curent de 1A, pentru a evita supraîncălzirea microcircuitului. Acest lucru este făcut. Selectăm tranzistorul VT4 MJD45 (tip PNP) cu un coeficient de transfer de curent de 40 (este recomandabil să luăm h21e cât mai mare posibil, deoarece tranzistorul funcționează în modul de saturație și căderea de tensiune pe el este de aproximativ = 0,8V). Unii producători de tranzistori indică în titlul foii de date că tensiunea de saturație Usat este scăzută, aproximativ 1V, ceea ce ar trebui să vă ghidați.

Să calculăm rezistența rezistențelor R26 și R28 în circuitele tranzistorului VT4 selectat.

Curentul de bază al tranzistorului VT4: eu b= eu PK (intrerupator) / h 21 uh . eu b=1/40=25mA

Rezistorul din circuitul BE: R 26 =10*h21e/ eu PK (intrerupator) . R 26 =10*40/1=400 Ohm (luați R 26 =160 Ohm)

Curent prin rezistorul R 26: I RBE =V BE /R 26 =0,8/160=5mA

Rezistorul din circuitul de bază: R 28 =(Vin(min)-Vsat(driver)-V RSC -V BEQ 1)/(I B +I RBE)

R 28 =(20-0.8-0.1-0.8)/(25+5)=610 Ohm, puteți lua mai puțin de 160 Ohm (la fel ca R 26, deoarece tranzistorul Darlington încorporat poate furniza mai mult curent pentru un rezistor mai mic.

13) Calculați elementele amortizoare R 32, C 16. (vezi calculul circuitului de amplificare și diagrama de mai jos).

14) Să calculăm elementele filtrului de ieșire L 5 , R 37, C 24 (G. Ott „Metode pentru suprimarea zgomotului și interferențelor în sisteme electronice” p.120-121).

Am ales - bobina L5 = 150 µH (choke de același tip cu rezistență rezistivă activă Rdross = 0,25 ohm) și C24 = 47 µF (circuitul indică o valoare mai mare de 100 µF)

Să calculăm scăderea atenuării filtrului xi =((R+Rdross)/2)* root(C/L)

R=R37 este setat atunci când decrementul de atenuare este mai mic de 0,6, pentru a elimina depășirea răspunsului în frecvență relativă al filtrului (rezonanța filtrului). În caz contrar, filtrul la această frecvență de tăiere va amplifica oscilațiile mai degrabă decât să le atenueze.

Fără R37: Ksi=0,25/2*(rădăcină 47/150)=0,07 - răspunsul în frecvență va crește la +20dB, ceea ce este rău, așa că setăm R=R37=2,2 Ohm, apoi:

C R37: Xi = (1+2,2)/2*(rădăcină 47/150) = 0,646 - cu Xi 0,5 sau mai mult, răspunsul în frecvență scade (nu există rezonanță).

Frecvența de rezonanță a filtrului (frecvența de tăiere) Fср=1/(2*pi*L*C) trebuie să se situeze sub frecvențele de conversie ale microcircuitului (filtrând astfel aceste frecvențe înalte 10-100 kHz). Pentru valorile indicate de L și C, obținem Faver = 1896 Hz, care este mai mică decât frecvența de funcționare a convertorului 10-100 kHz. Rezistența R37 nu poate fi crescută cu mai mult de câțiva ohmi, deoarece tensiunea pe ea va scădea (cu un curent de sarcină de 500mA și R37=2,2 ohmi, căderea de tensiune va fi Ur37=I*R=0,5*2,2=1,1V) .

Toate elementele circuitului sunt selectate pentru montare la suprafață

Oscilograme de funcționare în diferite puncte ale circuitului convertorului buck:

15) a) Oscilograme fara sarcina ( Uin=24V, Uout=+5V):

Tensiune +5V la ieșirea convertorului (pe condensatorul C18) fara sarcina

Semnalul de la colectorul tranzistorului VT4 are o frecvență de 30-40Hz, deoarece fără sarcină, circuitul consumă aproximativ 4 mA fara sarcina

Semnale de control pe pinul 1 al microcircuitului (inferior) și bazat pe tranzistorul VT4 (superior) fara sarcina

b) Oscilograme sub sarcină(Uin=24V, Uout=+5V), cu capacitatea de setare a frecvenței c11=680pF. Schimbăm sarcina scăzând rezistența rezistorului (3 oscilograme mai jos). Curentul de ieșire al stabilizatorului crește, la fel ca și intrarea.

Sarcină - 3 rezistențe de 68 ohmi în paralel ( 221 mA) Curent de intrare - 70mA

Fascicul galben - semnal bazat pe tranzistori (control) Fascicul albastru - semnal la colectorul tranzistorului (ieșire) Sarcină - 5 rezistențe de 68 ohmi în paralel ( 367 mA) Curent de intrare - 110mA

Fascicul galben - semnal bazat pe tranzistori (control) Fascicul albastru - semnal la colectorul tranzistorului (ieșire) Sarcină - 1 rezistor 10 ohmi ( 500 mA) Curent de intrare - 150mA

Concluzie: în funcție de sarcină, frecvența de repetare a impulsurilor se modifică, cu o sarcină mai mare frecvența crește, apoi pauzele (+5V) dintre fazele de acumulare și de eliberare dispar, rămân doar impulsuri dreptunghiulare - stabilizatorul funcționează „la limita” de capacitățile sale. Acest lucru poate fi văzut și în oscilograma de mai jos, când tensiunea „fierăstrăului” are supratensiuni - stabilizatorul intră în modul de limitare a curentului.

c) Tensiune la capacitatea de setare a frecvenței c11=680pF la o sarcină maximă de 500mA

Fascicul galben - semnal de capacitate (ferăstrău de control) Fascicul albastru - semnal la colectorul tranzistorului (ieșire) Sarcină - 1 rezistor 10 ohmi ( 500 mA) Curent de intrare - 150mA

d) Ondulare de tensiune la ieșirea stabilizatorului (c18) la o sarcină maximă de 500 mA

Fascicul galben - semnal de pulsație la ieșire (s18) Sarcină - 1 rezistor 10 ohmi ( 500 mA)

Ondularea de tensiune la ieșirea filtrului LC(R) (c24) la o sarcină maximă de 500 mA

Fascicul galben - semnal ondulat la ieșirea filtrului LC(R) (c24) Sarcină - 1 rezistor 10 ohmi ( 500 mA)

Concluzie: intervalul de tensiune de ondulare de la vârf la vârf a scăzut de la 300mV la 150mV.

e) Oscilograma oscilațiilor amortizate fără amortizor:

Fascicul albastru - pe o diodă fără amortizor (inserția unui impuls în timp este vizibilă nu este egal cu perioada, deoarece acesta nu este PWM, ci PFM)

Oscilograma oscilațiilor amortizate fără amortizor (mărit):

Calculul unui convertor DC-DC intensificat pe cipul MC34063

http://uiut.org/master/mc34063/. Pentru driverul de creștere, este practic același cu calculul șoferului de dolari, așa că poate fi de încredere. În timpul calculului online, schema se schimbă automat la schema standard de la „AN920/D.” Datele de intrare, rezultatele calculului și schema standard în sine sunt prezentate mai jos.

— tranzistor cu canal N cu efect de câmp VT7 IRFR220N. Mărește capacitatea de încărcare a microcircuitului și permite comutarea rapidă. Selectat de: Circuitul electric al convertorului boost este prezentat în Figura 2. Numărul de elemente ale circuitului corespunde celei mai recente versiuni a circuitului (din fișierul „Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH”). Schema conține elemente care nu sunt incluse în schema standard de calcul online. Acestea sunt următoarele elemente:

• Tensiune maximă dren-sursă V DSS =200V, deoarece tensiunea de ieșire este mare +94V
• Cădere scăzută de tensiune pe canal RDS(on)max = 0,6Om. Cu cât rezistența canalului este mai mică, cu atât pierderile de încălzire sunt mai mici și eficiența este mai mare.
• Capacitate mică (intrare), care determină încărcarea porții Qg (Taxa totală de poartă)și curent de intrare scăzut al porții. Pentru un anumit tranzistor eu=Qg*FSW=15nC*50 KHz=750uA.
• Curent de scurgere maxim eu d=5A, deoarece curentul de impuls Ipk=812 mA la curentul de ieșire 100 mA

- elemente divizoare de tensiune R30, R31 și R33 (reduce tensiunea pentru poarta VT7, care nu trebuie să fie mai mare de V GS = 20V)

- elemente de descărcare a capacității de intrare VT7 - R34, VD3, VT6 la comutarea tranzistorului VT7 în starea închisă. Reduce timpul de dezintegrare al porții VT7 de la 400nS (nu este prezentat) la 50nS (forma de undă cu un timp de dezintegrare de 50nS). Log 0 pe pinul 2 al microcircuitului deschide tranzistorul PNP VT6 și capacitatea porții de intrare este descărcată prin joncțiunea CE VT6 (mai rapid decât pur și simplu prin rezistorul R33, R34).

— bobina L se dovedește a fi foarte mare la calcul, se selectează o valoare nominală mai mică L = L4 (Fig. 2) = 150 μH

— elemente amortizoare C21, R36.

Calcul amortizor:

Prin urmare, L=1/(4*3,14^2*(1,2*10^6)^2*26*10^-12)=6,772*10^4 Rsn=√(6,772*10^4 /26*10^- 12)=5,1 KOhm

Mărimea capacității amortizorului este de obicei o soluție de compromis, deoarece, pe de o parte, cu cât capacitatea este mai mare, cu atât este mai bună netezirea (număr mai mic de oscilații), pe de altă parte, la fiecare ciclu, capacitatea este reîncărcată și disipează o parte din energia utilă prin rezistor, care afectează eficiența (de obicei, un amortizor proiectat în mod normal reduce eficiența foarte ușor, cu câteva procente).

Prin instalarea unui rezistor variabil, am determinat rezistența mai precis R=1 K

Fig.2 Schema circuitului electric al unui driver de tip step-up, boost.

Oscilograme de funcționare în diferite puncte ale circuitului convertizorului de amplificare:

a) Tensiune în diferite puncte fara sarcina:

Tensiune de ieșire - 94V fără sarcină

Tensiunea poarta fara sarcina

Tensiunea de scurgere fără sarcină

b) tensiunea la poarta (fascicul galben) si la drenul (fascicul albastru) tranzistorului VT7:

pe poartă și se scurge sub sarcină, frecvența se schimbă de la 11 kHz (90 µs) la 20 kHz (50 µs) - acesta nu este PWM, ci PFM

pe poartă și scurgeți sub sarcină fără amortizor (întins - 1 perioadă de oscilație)

pe poartă și scurgeți sub sarcină cu amortizor

c) pinul 2 (fascicul galben) și pe poartă (fascicul albastru) VT7, pinul ferăstrăului 3:

albastru - timp de creștere de 450 ns pe poarta VT7

Galben - timp de creștere 50 ns per pin 2 cipuri albastru - timp de creștere de 50 ns pe poarta VT7

ferăstrău pe Ct (pin 3 al IC) cu declanșare de control F=11k

Calculul invertorului DC-DC (step-up/step-down, invertor) pe cipul MC34063

Calculul este efectuat și folosind metoda standard „AN920/D” de la ON Semiconductor.

Calculul se poate face imediat „online” http://uiut.org/master/mc34063/. Pentru un driver inversor, este practic același cu calculul pentru un driver de dolari, așa că poate fi de încredere. În timpul calculului online, schema se schimbă automat la schema standard de la „AN920/D.” Datele de intrare, rezultatele calculului și schema standard în sine sunt prezentate mai jos.

— tranzistor PNP bipolar VT7 (crește capacitatea de sarcină) Circuitul electric al convertorului inversor este prezentat în Figura 3. Numărul elementelor de circuit corespunde celei mai recente versiuni a circuitului (din fișierul „Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH ”). Schema conține elemente care nu sunt incluse în schema standard de calcul online. Acestea sunt următoarele elemente:

— elemente divizoare de tensiune R27, R29 (setează curentul de bază și modul de funcționare al VT7),

- elemente amortizoare C15, R35 (suprimă vibrațiile nedorite de la accelerație)

Unele componente diferă de cele calculate:

• bobina L este luată mai puțin decât valoarea calculată L = L2 (Fig. 3) = 150 μH (toate bobinele sunt de același tip)
• capacitatea de ieșire este luată mai puțin decât cea calculată C0=C19=220μF
• Condensatorul de setare a frecvenței este luat C13=680pF, corespunzător unei frecvențe de 14KHz
• rezistențe divizor R2=R22=3,6K, R1=R25=1,2K (luate mai întâi pentru tensiunea de ieșire -5V) și rezistențele finale R2=R22=5,1K, R1=R25=1,2K (tensiune de ieșire -6,5V)

Rezistorul de limitare a curentului este luat Rsc - 3 rezistențe în paralel, de 1 Ohm fiecare (rezistență rezultată 0,3 Ohm)

Fig.3 Schema circuitului electric al invertorului (step-up/step-down, invertor).

Oscilograme de funcționare în diferite puncte ale circuitului invertorului:

a) cu tensiune de intrare +24V fara sarcina:

ieșire -6,5V fără sarcină

pe colector – acumulare și eliberare de energie fără sarcină

pe pinul 1 și baza tranzistorului fără sarcină

pe baza si colectorul tranzistorului fara sarcina

ondulație de ieșire fără sarcină

Dar în configurația de bază, chiar nu avea suficient curent pentru a încărca complet smartphone-ul, doar aproximativ 500 mA. Dispozitivul trăgea cu toată puterea lui, dar cipul se supraîncălzi, iar acest lucru a avut un impact negativ asupra eficienței și performanței generale.

Vă reamintesc să nu vă deranjați - puteți cumpăra un PowerBank cool gata făcut, pe gustul dvs. :)

Aici la un tovarăș cursuri a fost necesar să se realizeze un Power Bank, așa că a fost luat ca bază un circuit cu un element cheie extern pe un tranzistor cu efect de câmp.

Nu este posibil să conectați pur și simplu un tranzistor cu efect de câmp la ieșirea unui emițător deschis; este utilizat un driver format dintr-o diodă și un tranzistor pnp. Diagrama este prezentată mai jos, toate formulele de calcul necesare sunt indicate în imagine, în plus pot oferi un calculator care poate fi folosit pentru a calcula rezistențe părere pentru a obține tensiunea necesară (pentru încărcarea unui smartphone este nevoie de 5 V). Pentru tensiunea de ieșire de 5 volți, rezistențele de 1k și 3k sunt potrivite, 1k este cea la masă. Cum se folosește calculatorul este scris în primul link din articol.

Nu a fost greu de separat tabla, foto de mai jos, dosar la finalul articolului.

S-au folosit elemente SMD în amestec cu elemente de ieșire.

Implementarea finală a dispozitivului vă permite să încărcați orice smartphone cu adaptorul corespunzător. Curentul poate ajunge cu ușurință la 2A și nicio piesă nu se încinge. Această implementare specială avea un conector USB la ieșire.

În esență, vedeți un convertor STEP-UP care utilizează un tranzistor MCP34063A + MOSFET pentru a amplifica curentul.

Dacă trebuie să îl alimentați de la o tensiune joasă, cum ar fi de la o baterie litiu-ion, impulsurile sunt aplicate porții printr-o diodă Schottky.